在工业应用中，共模电压是个经常存在的威胁。通常需要测量含有大的共模成份的微弱差模信号。这些远距离信号和内部固有的50Hz/60Hz的电网干扰往往对测量造成相当的困难。因此本文探讨仪表放大器及其与应用相关的共模电压的范围和共模抑制问题。我们从共模电压和共模抑制的定义谈起，然后看看不同仪表放大器的结构，并验证在特殊应用中的共模电压范围和共模抑制是否适当。
仪表放大器将两个信号的差值放大。典型的差模信号来自传感器件，诸如电阻桥或热电偶。图1示出了仪表放大器的典型应用，来自电阻桥的差模电压被AD620（低功耗，低成本，集成仪表放大器）放大。在热电偶和电阻桥的应用中，差模电压总是相当小（几毫伏到十几毫伏）。而两个输入端输入的同极性、同幅值的电压约为2.5V，还有对测量无用的共模分量，所以理想的仪表放大器应该放大输入端两信号的差值，任何共模分量都必须被抑制。事实上，抑制共模分量是使用仪表放大器的唯一原因。实践中，仪表放大器从没有彻底抑制掉共模信号，输出端总会有一些残余成份。
共模抑制比（CMRR）是用来衡量共模信号被放大器抑制程度的一个综合指标，它由下式定义
式中的Gain是放大器的差模增益，Vcm是输入端存在的共模电压，Vout是输入共模电压在输出端的结果。
代入具体值，如AD620集成仪表放大器所设置增益为10时，CMRR为100dB，图1模电压为2.5V，由（1）式求出它在输出端的电压为250m V。有上面设定，注意到由输入和输出失调电压所引起的输出电压约为1.5mV，这说明作为误差源，CMRR并没有失调电压重要。至此，只讨论了直流信号的共模抑制比。
在图1中，共模信号可以是稳态的直流电压（如来自电桥的2.5V电压），或是来自外部干扰。在工业应用中，最普通的外部干扰从50Hz/60Hz输电干线检拾而来（例如来自照明灯，电机或任何在输电干线上运行的设备）。在不同的测量应用中，仪表放大器输入端的干扰基本相等，因此在这里干扰信号也被看作共模信号，被叠加在输入直流共模电压上，在输出端得到的是这个输入共模信号的衰减形式，衰减程度取决于该频率下的CMRR。
虽然直流失调电压可以通过微调和校准轻易除去，而输出端的交流误差却很麻烦。例如，如果输入回路从输电干线Hz的干扰，那么输出端的交流电压会降低整个应用的分辨度。滤除干扰代价很昂贵，并且仅在对速度要求不高的应用中才可行。显然，整个频率范围内的高共模抑制有助于减小外部共模干扰的影响。
所以，实践中在整个频率范围内来讨论CMRR比讨论它在直流时的情况要有意义得多。集成仪表放大器数据手册列出了在50Hz/60Hz时的CMRR，图解部分给出CMRR随频率变化的曲线
（低价格集成仪表放大器）CMRR在频率范围内变化的情况。100Hz以前保持平坦，之后（大于100Hz）开始下降，可以看出，50Hz/60Hz电网干扰会被很好的抑制。还要注意电网频率的谐波干扰，在工业环境中，电网频率谐波可以达到第七谐波（350Hz/420Hz）。此时，CMRR降到大约90dB（增益为10）。这使得- 70dB的共模增益仍足以抑制大多数共模干扰。
图4说明在环境温度下电阻失配的实践结果。图3中，电路CMRR的测量(增益为11)用到4个电阻，其失配约为0.1%(R1=9999.5Ω，R2=999.76Ω，R3=1000.2Ω，R4=9997.7Ω)。直流CMRR的值约为84dB（理论值为85dB），当频率增加时，CMRR迅速下降。图4同时给出了电网干扰的输出电压的示波器波形。180Hz时200mV(峰-峰)谐波引起的输出电压约为800m V。由上述设定，一个输入范围为0～2.5V的12位数据采集系统的1sb权重为610mV。
A1同相端的Vin- 信号经A1后产生的相移或延时将导致Vin- 和A1的输出信号间出现向量误差，引起整个频率范围内CMRR的降低。为保证一定的CMRR，Vin- 和A1输出端的共模信号应有相同的相位和幅度，这只有在A1没有延时时才可能做到。选择一个匹配的高速双运放可以扩展频率范围，从而使CMRR保持平坦，但另一方面，高速运放会检拾外部高频干扰。另一个解决方法是在A1的反相输入端和地端之间接一个微调电容，缺点是必须手动微调。
现在讨论仪表放大器可编程增益为1.1时的情况（R1=1kΩ，R2=10kΩ，R3=10kΩ，R4=1kΩ）。A1的闭环增益为11，因为共模电压会被放大，所以输入共模范围受A1输出摆动幅度的严格限制。在应用中，强制性使用低电压引起的问题特别严重，这种情况下，运用满幅度放大器会增加一些摆动范围以缓解这个问题。
图5是三运放仪表放大器的结构，是分离和集成仪表放大器最常选的结构。整个增益的传输函数很复杂，当R1=R2=R3=R4时，传输函数可以简化为
三运放仪表放大器的第一级共模增益为单位值，共模电压原封不动的出现在图5中A1，A2的输出端，而差模输入电压（Vdiff）降落在增益电阻上，结果电流流过R5，R6，这意味着当输入差模电压增加时，A1的电压将高于Vcm，A2的电压将低于Vcm。因此，当增益和（或）输入信号增加时，A1，A2的电压范围也会增加，最终被电源电压的范围所限制。可以知道，共模电压可以达到的范围、差模输入电压、增益这三者之间是互相关联的。例如，增加增益会减小共模范围和输入电压范围，同样，增加共模电压会限制差模输入范围并限制增益可能达到的最大值。如果输入级运放的输出摆动已知，那么就能很好地表示输入范围，共模范围和增益之间的关系，以服务于特殊的三运放仪表放大器。
图6是AD623（低耗单电源满幅度仪表放大器）的简图，沿用传统的三运放仪表放大器结构，在用作输入级运放之前，正反相输入电压通过一个PNP管，电压上偏了0.6V。
如通常一样，热电偶的一端接地，使偏置电流流入仪表放大器。因此，同相、反相输入电压中间的共模电压非常接近地电平。实际上，从热电偶而来的电压开始变负时，有效共模电压也变负。
在传统的三运放仪表放大器中，当热电偶电压开始大于零时，输入级的电压扩展效果会导致输入级的一个运放的输出电压变为地。图6的电平偏置结构通过有效的在共模电压上加0.6V，避免了这个问题，从而对地有更多的摆动范围，并且使A1和A2满幅度运放的输出电压处于线性区域，即使输入电压和共模电压低于地电平。输入电压可以负到150mV，这由编程增益和共模电压控制。
加一个Vbe电压降使共模电压升高的方法可应用于二运放仪表放大器。图8是AD627的简图，它是一个集成二运放仪表放大器，运用特殊技术来获得整个频率范围内的高CMRR。必须指出，对于三运放仪表放大器而言，必须注意补偿内部节点电压，避免信号饱和，这在单电源应用中格外严格。一般说来，最大增益由输出有效信号的范围决定（反相通道大于50mV，同相通道为100mV以内）。而在输入共模电压接近或等于零的单电源应用中，编程增益有一定限制。当输入、输出和基准引脚（REF）的电压范围由技术说明所规定时，这些引脚的电压范围是互相影响的。在图8中，由含有共模分量Vcm的差模电压Vdiff驱动，运放A1输出端电压是Vdiff、Vcm、Vref引脚电压和编程增益的函数：
A1的输出电压在反相通道为50mV以内，同相通道为200mV以内摆动，上述等式可用以验证A1的电压是否在此范围内。从以上任何一个等式可以看到，当Vref作为AD627的输出(A2)正偏置增加时，A1的输出电压会减小。此外，增加输入共模电压会增加A1的输出电压。在共模电压较低的单电源应用中，差模输入电压或REF上的电压太高会使A1的输出变为地电平。输入电压有效上偏0.5V（如T1和T2的Vbe）可以增加一些摆动范围。
所有的仪表放大器都能校正高频中超出频带的信号，一旦校正，这些信号就变成直流失调误差出现在输出端。图9的电路提供了一个很好的RFI抑制，在仪表放大器的通频带内不会降低性能。电阻R1和电容C1（同样R2和C2）组成一个低通RC滤波器，- 3dB带宽F=1/（2πR1C1），代入元件值，这个滤波器有大约40kHz的- 3dB带宽。电阻R1和R2要选择足够大，使电路输入与电容分离，但不能大到增加电路噪声的程度，为维持放大器通频带的共模抑制，电容C1和C2必须是± 5%乃至更好的元件，或经测试能提供很好匹配的低成本元件。
维持低频时的共模抑制，电容器C3是必需的。R1、R2和C1、C2构成桥电路，桥电路的输出与仪表放大器的输入相接。C1，C2的任何失配都会导致桥电路失衡并减小共模抑制。C3确保任何RF信号为共模信号（极性幅值相同地出现在仪表放大器的两个输入端），并且不会差分输入。第二级低通网络（R1+R2和C3）的- 3dB带宽为1/[2π（R2+R1）C3]，将C3=0.047m F代入，此电路－3dB信号带宽约为400Hz。典型的直流偏移（整个频率范围内）小于1.5m V，电路对RF信号的抑制大于71dB。通过减小R1、R2至2.2 kΩ，电路的- 3dB信号带宽可以增至900Hz。 除了在仪表放大器之前的电路必须驱动一个抵阻抗负载外，性能与使用4kΩ时相似。
图9的电路可用一个PCB板来建立，元件引线%金属膜电阻，而电容C1、C2必须为±5%容差元件，以避免降低电路的共模抑制。推荐用5%银云母片电容或松下公司的±2%PPS膜电容。尊龙人生就是博首选AG发财网资深最平幅度逼近共模增益计算机控制电路交换